扬声器分频器计算器
此计算器将每个单元视为在所选频率处阻值固定的电阻。完整的扬声器分频器需要使用箱体中实测的阻抗和声学响应。
选择理想电气分频网络
这些选项描述的是接入纯电阻负载的电气滤波分支，均不能保证最终的声学斜率或叠加响应。
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估算理想无源二分频扬声器网络的电容和电感。可选择一阶 Butterworth、二阶 Butterworth 或二阶 Linkwitz–Riley 电气网络，再输入目标频率及低音、高音单元在该频率处的阻抗。结果只适合作为教科书式起点，并非成品分频器设计。真实单元的阻抗会随频率变化，声学相位、灵敏度和箱体也会影响结果，因此最终网络必须使用实际安装单元的数据进行仿真和测量。
如何估算无源分频元件
-
1
选择电气网络
选择 6 dB/倍频程的一阶网络，或 12 dB/倍频程的二阶 Butterworth、Linkwitz–Riley 网络。这描述的是理想电气特性，而非最终声学斜率。
-
2
输入频率和阻抗
输入目标分频频率；如有条件，请使用每只单元在该频率附近的实测阻抗幅值。标称阻抗只是近似值。
-
3
仿真、试制并测量
把计算值作为初始值，将真实频响和阻抗数据导入分频仿真软件，以低电平试制，并测量各支路、声学合成及系统总阻抗。
无源分频公式
设 f 为目标频率，ω = 2πf，R 为理想纯阻负载计算所用的单元阻抗。
一阶网络：
- 低音低通串联电感：
L = R ÷ ω - 高音高通串联电容：
C = 1 ÷ (R × ω)
二阶低通网络：
- 串联电感：
L = R ÷ (Q × ω) - 与低音单元并联的电容：
C = Q ÷ (R × ω)
二阶高通网络：
- 串联电容：
C = Q ÷ (R × ω) - 与高音单元并联的电感：
L = R ÷ (Q × ω)
本计算器对二阶 Butterworth 使用 Q = 1/√2，对二阶 Linkwitz–Riley 使用 Q = 0.5。理想 Butterworth 每个支路在所选频率处约衰减 3.01 dB；理想 LR2 每个支路约衰减 6.02 dB。
2,500 Hz 示例
目标为 2,500 Hz，低音和高音单元均为 8 Ω 时：
| 电气网络 | 低音串联 L | 低音并联 C | 高音串联 C | 高音并联 L |
|---|---|---|---|---|
| 一阶 Butterworth | 0.5093 mH | - | 7.9577 µF | - |
| 二阶 Butterworth | 0.7203 mH | 5.6270 µF | 5.6270 µF | 0.7203 mH |
| 二阶 Linkwitz–Riley | 1.0186 mH | 3.9789 µF | 3.9789 µF | 1.0186 mH |
低音与高音阻抗不同时，两条支路的元件值也不同，因此本工具分别接收两项阻抗。
为什么标称阻抗不够
标为 8 Ω 的单元并不是整个音频范围内恒定的 8 Ω 电阻。共振、音圈电感和箱体会改变阻抗幅值与相位。Dayton Audio 的 DATS 资料说明，低音单元高频端上升的阻抗会使教科书低通网络偏离预期截止点；OmniMic 测量指南也指出，可靠的分频优化需要在一致电平、时延和测量距离下取得频响与阻抗数据。
电气滤波还会与单元自身的声学滚降及物理偏移叠加。Linkwitz 指出，如果安装后的单元没有合适的频段重叠、平坦度和相位关系，电气滤波器无法保证目标声学结果。理想 LR2 两支路相差 180°，教科书模型会反接其中一支；实际极性应依据实测声学合成和反相陷波决定。
元件与接线限制
计算出的电容、电感值不能决定电容耐压、电感载流量、线径、功率或热安全。电容 ESR、电感 DCR 及元件公差都会改变响应和功放负载。改线前断开功放、给电容放电，核对高音厂家建议的最低分频频率，并以低电平开始测试。
技术资料：Texas Instruments 带载 LC 滤波推导、Linkwitz Lab 分频说明、滤波器说明、Dayton Audio OmniMic 测量指南及 DATS LA 手册。
常见问题
如有数据，请使用分频频率附近的实测阻抗幅值。标称阻抗只是宽泛等级，真实数值随频率变化；它适合初步估算，但不能让网络成为精确成品设计。
不能单独保证。计算只覆盖纯阻负载下的理想电气滤波，声学结果还取决于安装单元的频响、相位、灵敏度、声学偏移、指向性和箱体。请用实测数据仿真并验证样机。
不要在没有测量时套用统一极性规则。理想 LR2 模型相差 180°，但真实单元相位和物理偏移会改变实际关系。应测量正常与反接两种状态，以声学合成和分频陷波判断。
不会。它只估算电容和电感值。应按功放功率及热条件选择电容耐压和结构、电感线径、载流量及 DCR，并确认成品网络不会给功放造成危险负载。
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